インピーダンス整合の概要と、設計にインピーダンス整合トランスを使用する方法

あなたがRF設計エンジニアまたはワイヤレスラジオを扱ったことのある人なら、「インピーダンス整合」という用語は何度もあなたを襲ったはずです。この用語は、送信電力、つまり無線モジュールの範囲に直接影響するため、非常に重要です。この記事は、インピーダンス整合とは何かを基本から理解するのに役立つことを目的としています。また、最も一般的な方法であるインピーダンス整合トランスを使用して、独自のインピーダンス整合回路を設計するのにも役立ちます。それでは、に飛び込みましょう。

インピーダンス整合とは何ですか？

つまり、インピーダンス整合により、ソースと呼ばれる1つのステージの出力インピーダンスが、負荷と呼ばれる次のステージの入力インピーダンスと等しくなることが保証されます。この一致により、最大の電力伝達と最小の損失が可能になります。この概念は、電源と直列の電球と考えると簡単に理解できます。最初の電球はステージ1（たとえば無線送信機）の出力インピーダンスであり、2番目の電球は負荷、つまり2番目の電球（たとえばアンテナ）の入力インピーダンスです。負荷に最大の電力が供給されるようにしたいのですが、この場合、これは、ラジオ局が遠くから聞こえるように、最大​​の電力が空中に送信されることを意味します。この最大値 電力伝達は、ソースの出力インピーダンスが負荷の入力インピーダンスと等しい場合に発生します。これは、出力インピーダンスが負荷よりも大きい場合、ソースでより多くの電力が失われるためです（最初の電球が明るく輝きます）。

定在波比–インピーダンス整合の測定

2つのステージがどの程度一致しているかを定義するために使用される測定値は、SWR（定在波比）と呼ばれます。これは、小さい方のインピーダンスと比較した大きい方のインピーダンスの比率です。50Ωの送信機を200Ωのアンテナに入れると4 SWRになり、75ΩのアンテナがNE612ミキサーに直接給電すると（入力インピーダンスは1500Ω）、SWRは20になります。完全に一致するとします。たとえば、50Ωのアンテナと50Ωの受信機のSWRが1であるとします。

無線送信機では、1.5未満のSWRは適切であると見なされ、SWRが3を超える場合の動作は、出力ステージデバイス（真空管またはトランジスタ）の過熱による損傷を引き起こす可能性があります。受信アプリケーションでは、高いSWRは損傷を引き起こしませんが、不一致とその結果としての電力損失のために受信信号が減衰するため、受信機の感度が低下します。

ほとんどの受信機は何らかの形の入力バンドパスフィルターを使用するため、入力フィルターはアンテナを受信機の入力段に一致させるように設計できます。すべての無線送信機には、電力出力段を特定のインピーダンス（通常は50Ω）に一致させるために使用される出力フィルターがあります。一部の送信機にはアンテナチューナーが内蔵されており、アンテナのインピーダンスが指定された送信機の出力インピーダンスと異なる場合に、送信機をアンテナに一致させるために使用できます。アンテナチューナーがない場合は、外部マッチング回路を使用する必要があります。不一致による電力損失は計算が難しいため、特別な計算機またはSWR損失テーブルが使用されます。典型的なSWR損失表を以下に示します。

上記のSWRテーブルを使用して、電力損失と電圧損失を計算できます。負荷インピーダンスがソースインピーダンスよりも低い場合は不整合により電圧が失われ、負荷インピーダンスがソースよりも高い場合は電流が失われます。

4 SWRの200Ωアンテナを備えた50Ω送信機は、その電力の約36％を失います。つまり、アンテナのインピーダンスが50Ωの場合と比較して、アンテナに供給される電力は36％少なくなります。失われた電力は主にソースで消費されます。つまり、送信機が100Wを放出していた場合、36Wがさらに熱として消費されます。 50Ωの送信機の効率が60％の場合、100Wを50Ωのアンテナに送信すると66Wが消費されます。 200Ωアンテナに接続すると、さらに36 Wが消費されるため、送信機の熱によって失われる総電力は102 Wになります。送信機で消費される電力の増加は、アンテナから全電力が放出されないことを意味するだけではありません。ただし、送信機は66Wではなく102Wを消費するため、送信機が損傷する危険性もあります。

NE612 ICの1500Ω入力に給電する75Ωアンテナの場合、熱として失われる電力ではなく、インピーダンス整合を使用することで達成できる信号レベルの増加について懸念します。 13nWのRFがアンテナに誘導されたとしましょう。 75Ωのインピーダンスで、13nWは1mVを提供します-それを1500Ωの負荷に一致させたいと思います。整合回路後の出力電圧を計算するには、インピーダンスの比率（この場合は1500Ω/75Ω= 20）を知る必要があります。電圧比（トランスの巻数比など）はインピーダンス比の平方根に等しいため、√20≈8.7です。これは、出力電圧が8.7倍になることを意味するため、8.7mVに等しくなります。マッチング回路は変圧器のように機能します。

整合回路に入る電力と出る電力が同じ（損失を差し引いた）であるため、出力電流は入力電流より8.7分の1になりますが、出力電圧は大きくなります。高インピーダンスを低インピーダンスに一致させると、電圧は低くなりますが、電流は高くなります。

インピーダンス整合トランス

インピーダンス整合トランスと呼ばれる特別なトランスを使用して、インピーダンスを整合させることができます。インピーダンス整合デバイスとしてのトランスの主な利点は、広帯域であるため、広範囲の周波数で動作できることです。真空管アンプ回路で使用されるような、真空管の高インピーダンスをスピーカーの低インピーダンスに一致させるために鋼板コアを使用するオーディオトランスは、20Hzから20kHzの帯域幅を持ち、フェライトまたは空芯を使用して作られたRFトランスは1MHz-30MHzの帯域幅を持っています。

トランスは、ソースが「見る」インピーダンスを変化させる巻数比があるため、インピーダンス整合デバイスとして使用できます。トランスフォーマーにまったく慣れていない場合は、トランスフォーマーに関するこの基本的な記事を確認することもできます。巻数比が1：4のトランスがある場合、これは、1VのACが一次側に印加された場合、出力に4VのACがあることを意味します。出力に4Ωの抵抗を追加すると、1Aの電流が2次側に流れ、1次側の電流は2次側の電流に巻数比を掛けたものに等しくなります（変圧器が主電源のように降圧タイプの場合は除算されます）トランス）、したがって1A * 4 = 4A。 Ωの法則を使用して変圧器が回路に与えるインピーダンスを決定すると、1V / 4A =0.25Ωになりますが、マッチング変圧器の後に4Ωの負荷を接続しました。インピーダンス比は0.25Ωから4Ωまたは1：です。16.これで計算することもできますインピーダンス比の式：

（n _A / n _B）²= r _i

ここで、n _Aは、巻数と巻線に一次ターン数であり、N _Bは少ない巻数で巻上巻き数であり、r _iは、インピーダンス比です。これがインピーダンス整合が発生する方法です。

オームの法則を再度使用した場合、プライマリに流れる電力を計算すると、1V * 4A = 4Wになり、セカンダリでは4V * 1A = 4Wになります。これは、私たちの計算が正しいことを意味し、変圧器やその他のインピーダンス整合回路は、供給されるよりも多くの電力を供給しません。ここには自由エネルギーはありません。

インピーダンス整合トランスの選び方

トランス整合回路は、バンドパスフィルタリングが必要な場合に使用でき、使用周波数で2次のインダクタンスと共振する必要があります。インピーダンス整合デバイスとしてのトランスの主なパラメータは次のとおりです。

• インピーダンス比またはより一般的に述べられている巻数比（n）
• 一次インダクタンス
• 二次インダクタンス
• 一次インピーダンス
• 二次インピーダンス
• 自己共振周波数
• 最小動作周波数
• 最大動作周波数
• 巻線構成
• エアギャップと最大の存在。DC電流
• 最大 パワー

一次巻数は十分でなければならないので、トランスの一次巻線は、最低動作周波数でソースの出力インピーダンスの4倍のリアクタンス（コイル）を持ちます。

二次巻数は、一次巻数をインピーダンス比の平方根で割ったものに等しくなります。

また、使用するコアのタイプとサイズを知る必要があります。さまざまなコアがさまざまな周波数で適切に機能し、それ以外では損失が発生します。

各コアは損失を示し、コアが大きいほどこれらの損失をよりよく放散し、磁気飽和やその他の不要なものを簡単に示さないため、コアのサイズはコアを流れる電力に依存します。

使用するコアが主変圧器のように鋼の積層でできている場合、変圧器の巻線にDC電流が流れる場合は、エアギャップが必要です。

変圧器マッチング回路-例

たとえば、レシーバーの3MHz〜30MHzの周波数範囲で50Ωのソースを1500Ωの負荷に一致させるためのトランスが必要です。レシーバーであるため、最初に必要なコアを知る必要があります。トランスを流れる電力はごくわずかであるため、コアのサイズを小さくすることができます。このアプリケーションの優れたコアはFT50-75です。製造元によると、広帯域トランスは1MHz〜50MHzであるため、このアプリケーションには十分な周波数範囲です。

次に、一次巻線を計算する必要があります。一次リアクタンスをソース出力インピーダンスの4倍、つまり200Ωにする必要があります。 3MHzの最小動作周波数で、10.6uHのインダクタは200Ωのリアクタンスを持ちます。オンライン計算機を使用して、10.6uHを少し上回る16uHを得るには、コアに2ターンのワイヤーが必要であると計算しますが、この場合、小さいよりも大きい方が良いです。 50Ωから1500Ωのインピーダンス比は30になります。巻数比はインピーダンス比の平方根であるため、約5.5になります。したがって、1次巻ごとに5.5の2次巻数が必要で、2次側の1500Ωを50Ωから起源。プライマリが2ターンあるので、セカンダリを2 * 5.5ターン、つまり11ターン必要です。ワイヤの直径は、3A / 1ミリメートルに従うべきである² ルール（ワイヤ断面積の1平方ミリメートルごとに流れる最大3A）。

トランスマッチングは、共振回路をアンテナやミキサーの低インピーダンスに整合させるために、バンドパスフィルターでよく使用されます。回路に負荷をかけるインピーダンスが高いほど、帯域幅は低くなり、Qは高くなります。共振回路を低インピーダンスに直接接続した場合、帯域幅が大きすぎて役に立たないことがよくあります。共振回路は、L1の2次側と最初の220 pFコンデンサ、およびL2の1次側と2番目の220pFコンデンサで構成されます。

上の画像は、PL841チューブの3000Ω出力インピーダンスを4Ωスピーカーにマッチングするために真空管オーディオパワーアンプで使用されるトランスマッチングを示しています。1000 pF C67は、より高い可聴周波数でのリンギングを防ぎます。

インピーダンスバランスのためのオートトランスマッチング

単巻変圧器の整合回路の変異体であるトランス整合回路2つの巻線が、互いの上に一緒に接続されています。これは、IFフィルタインダクタで一般的に使用され、ベースに整合するトランスとともに、トランジスタの低インピーダンスを高インピーダンスに整合させるために使用されます。これにより、チューニング回路の負荷が少なくなり、帯域幅が狭くなり、選択性が向上します。それらを設計するプロセスは実質的に同じであり、一次側の巻数はコイルのタップから「コールド」または接地端までの巻数に等しく、二次側の巻数は次のようになります。タップと「ホット」エンドまたは負荷に接続されているエンドとの間の回転数。

上の画像は、オートトランスのマッチング回路を示しています。Cは、使用する場合はオプションであり、使用周波数でLのインダクタンスと共振する必要があります。このようにして、回路はフィルタリングも提供します。

この画像は、IFトランスで使用されるオートトランスとトランスのマッチングを示しています。オートトランスの高インピーダンスはC17に接続し、このコンデンサは巻線全体と共振回路を形成します。このコンデンサはオートトランスの高インピーダンス端に接続されるため、同調回路に負荷がかかる抵抗が高くなり、回路Qが大きくなり、IF帯域幅が減少し、選択性と感度が向上します。トランスマッチングは、増幅された信号をダイオードに結合します。

トランジスタパワーアンプで使用されるオートトランスマッチングは、トランジスタの12Ω出力インピーダンスを75Ωアンテナにマッチングします。C55は、オートトランスの高インピーダンス端に並列に接続され、高調波を除去する共振回路を形成します。